Стабилизация напряжения: обратная связь в DC/DC-преобразователях

Как я уже говорил в одном из предыдущих постов я начал публиковать цикл статей об операционных усилителях. В прошлой статье я рассмотрел две основные схемы включения (инвертирующую и неинвертирующую) и некоторые схемы с применением операционных усилителей. В данной статье я буду рассматривать такую тему как обратная связь.

Для сборки радиоэлектронного устройства можно преобрески DIY KIT набор по ссылке.

Зачем нужна обратная связь

В отличие от идеальных операционных усилителей (ОУ), имеющих равномерную АЧХ, то есть их коэффициент усиления не изменяется в зависимости от частоты входного сигнала, реальные ОУ имеют коэффициент усиления, который с ростом частоты усиливаемого сигнала уменьшается. Кроме того в ОУ с увеличением частоты сигнала происходит фазовый сдвиг между входным и выходным сигналом, вследствие этого на некоторых частотах усиливаемого сигнала происходит самовозбуждение схемы, то есть усилитель превращается в генератор. Это всё приводит к уменьшению качественных показателей электронных схем.

Одним из наиболее распространённых и эффективных способов влияния на качественные параметры электронных схем с ОУ является применение обратной связи (ОС). Стоит отметить, что ОС широко применяется не только с ОУ, но и со многими другими электронными схемами, поэтому всё, что будет сказано про использование ОС с ОУ, относится и ко всем другим схемам с ОС.

Обратная связь определяется, как связь выходной цепи усилителя с его входной цепью, то есть когда усиленный сигнал с выхода усилителя передается на его вход через цепи, которые специально вводятся для этой цели (внешняя ОС) или через цепи, которые имеются в усилителе для выполнения других функций (внутренняя ОС). На рисунке ниже показана структурная схема усилителя с обратной связью

Структурная схема усилителя с обратной связью.

На рисунке выше показана структурная схема усилителя с коэффициентом усиления К, который охвачен внешней цепью ОС с коэффициентом передачи β. Стрелки на схеме показывают направление прохождения сигнала. Таким образом, часть усиленного сигнала с выхода усилителя поступает через цепь ОС на вход усилителя, где складывается с внешним сигналом. В результате на входе усилителя возникает суммарный входной сигнал, который может быть больше или меньше внешнего сигнала.

Роль компенсации в цепи обратной связи

Чем дальше находится выбранная системная частота перехода от собственной частоты среза преобразователя, тем более стабильным будет его выходное напряжение. В этом случае он имеет лучший запас по коэффициенту усиления и фазе, но при этом и медленнее его реакция на возмущения. Запас по фазе около 45° обеспечивает хороший отклик с небольшим переходным процессом и без звона.

Кроме того, обеспечить устойчивость можно простым перемещением системной частоты среза в безопасную зону. Это достигается простым увеличением коэффициента усиления усилителя ошибки во всей полосе рабочих частот. Таким образом, фазовый сдвиг усилителя ошибки может быть не зависящим от частоты, что достигается добавлением элементов компенсации в цепь обратной связи операционного усилителя (рис. 6).

Рис. 6. Некомпенсированный (слева) и компенсированный (справа) усилитель ошибки

Значения номиналов компонентов компенсации могут быть выбраны таким образом, чтобы фаза сигнала переворачивалась и добавляла запас по фазе в точке критической частоты перехода, тем самым увеличивая стабильность преобразователя. Это позволяет использовать выходной фильтр с меньшим демпфированием, тем самым ускоряется реакция DC/DC-преобразователей во время переходных процессов без риска чрезмерного перерегулирования или возникновения паразитной генерации (рис. 7).

Рис. 7. Соотношения между усилением и фазой в схеме усилителя ошибки с компенсацией, показанной на рис. 5

Дополнительные пояснения дает рис. 8.

Рис. 8. Компенсированные (сплошная линия) по отношению к однополюсной (показана пунктиром) характеристики (АЧХ и ФЧХ) контура обратной связи для схемы, представленной на рис. 6

Здесь пунктирная линия показывает зависимость коэффициента усиления и фазы от частоты для усилителя ошибки с дополнительным усилением, но без компенсации. А сплошная линия демонстрирует дополнительное усиление и фазовый сдвиг, полученные за счет компонентов компенсации.

Максимально возможный сдвиг фазы, который может быть получен за счет компенсации, составляет 180° (–90…+90°). Кроме того, чтобы компенсировать нули и полюса выходного фильтра, в цепь компенсации также должно быть включено дополнительное число полюсов и нулей.

При правильно спроектированной цепи обратной связи реакция на сброс/наброс нагрузки или ступенчатое изменение нагрузки либо входного напряжения (без какого-либо ущерба для стабильности в функционировании петли обратной связи) может быть ускорена в 3–4 раза.

Виды обратной связи

Если сумма амплитуд внешнего сигнала и сигнала цепи обратной связи оказывается больше амплитуды внешнего сигнала, то данная цепь ОС называется положительной обратной связью (ПОС), а в случае если сумма амплитуд внешнего сигнала и сигнала цепи обратной связи оказывается меньше амплитуды внешнего сигнала, то такая ОС называется отрицательной обратной связью (ООС).

Путём введения ОС удаётся достаточно сильно изменить процесс работы и свойства усилителя, которые определяются как свойством усилителя, так и свойством цепи ОС. На свойства цепи ОС существенное влияние оказывает её вид, то есть принцип её действия, зависящий в общем случае от полярности и фазы напряжения ОС, а также способа её соединения с входными и выходными цепями усилителя.

Различают четыре вида обратных связей:

1. параллельная обратная связь по напряжению.
2. параллельная обратная связь по току.
3. последовательная обратная связь по напряжению.
4. последовательная обратная связь по току.

Кроме того существует также смешанная обратная связь, но из-за сложности в изготовлении и настройке данный вид обратной связи большого распространения не получил.

Рассмотрим, как образуется каждый вид обратной связи.

Определение стабильности петли обратной связи с использованием преобразования Лапласа

Альтернативой экспериментальному методу определения стабильности является математическое вычисление нулей и полюсов. Для этого нам необходимо знать передаточную функцию преобразователя.

Для простого понижающего преобразователя, показанного на рис. 1, передаточная функция равна:

Параметр, обозначенный как s, здесь указывает на то, что переменная передаточной функции имеет частотную зависимость. Передаточная функция может быть решена с помощью преобразования Лапласа, но для того, чтобы понять это преобразование, сначала нужно рассмотреть преобразование Фурье.

Преобразование Фурье — это особая форма преобразования Лапласа. Фурье установил, что любой периодический сигнал является суммой синусоидальных сигналов различной частоты, фазы и амплитуды (ряд Фурье). Преобразование представляет собой переход из временной области в частотную область (и наоборот). Результат преобразования Фурье для периодического сигнала представляет собой эквивалент ряда Фурье, или спектр. На рис. 15 наглядно показаны первые шесть гармоник периодического сигнала прямоугольной формы.

Рис. 15. Графическое представление разложения в ряд Фурье для сигнала прямоугольной формы

Преобразование Фурье является интегралом функции с пределами интегрирования от минус до плюс бесконечности. Это можно записать в виде:

При отображении в S-плоскости переменная преобразования Фурье становится равной s = jω, а результатом будут только мнимые (комплексные) переменные.

Преобразование Лапласа является расширенным вариантом преобразования Фурье. Переменная преобразования Лапласа находится в комплексной плоскости, а интегрирование начинается с нуля, а не с минус бесконечности. При этом функция времени F(t) заменяется ее изображением, как функция от частоты F(s). Это означает, что данное преобразование может быть использовано для анализа ступенчатых или полубесконечных сигналов, таких как импульс или экспоненциальная последовательность с затуханием. Преобразование Лапласа можно записать в виде:

При переходе в S-плоскость переменная преобразования Фурье заменяется на s = σ + jω.

Используя преобразование Лапласа, можно математически смоделировать петлю обратной связи и генерацию нулей и полюсов на S-плоскости диаграммы. Вертикальная ось является мнимой, а горизонтальная ось — действительной. Чем выше или ниже они перемещаются по мнимой оси, тем быстрее возникают колебания. Чем дальше перемещение по отрицательной действительной оси, тем быстрее затухание, а чем далее перемещение по вещественной положительной оси, тем быстрее нарастание, что и поясняет рис. 16.

Рис. 16. График расположения нулей и полюсов в S-плоскости показывает соответствующие типичные временные диаграммы поведения системы

Нули всегда лежат на действительной оси. Комплексно сопряженные пары полюсов в левой половине S-плоскости объединяются так, чтобы сформировать отклик, который является затухающей синусоидальной функцией вида

где А и θ — это начальные условия, σ — скорость затухания, а ω — угловая частота в рад/с.

Пара полюсов, которая лежит на мнимой оси ±jω (без действительного компонента), генерирует колебания с постоянной амплитудой. Расстояние полюса от начала координат указывает на то, как происходит затухание отклика. Чем полюс ближе к началу координат, тем меньше скорость затухания. Если полюс находится на нуле, это означает, что перед нами система постоянного тока.

Если полюс находится в правой полуплоскости, система неустойчива (это соответствует понятию неустойчивости правой полуплоскости — RHP, описанному ранее).

Параллельная обратная связь по напряжению

Параллельная обратная связь по напряжению образуется подключением входа цепи ОС параллельно сопротивлению нагрузки RH, а выход цепи ОС – параллельно входу усилителя.

Структурная схема параллельной обратной связи по напряжению.

Таким образом, входное напряжение цепи ОС UСВ равно выходному напряжению на нагрузке UН, а выходное напряжение цепи ОС UОС пропорционально сумме токов входного сигнала IСИГ и цепи ОС IOC на общем входном сопротивлении усилительной схемы.

То есть данная ОС образуется при параллельном соединении входа и выхода усилителя через цепь ОС. Данный вид ОС характеризуется тем, что действие ОС уменьшается при уменьшении сопротивления нагрузки и источника сигнала, а при коротком замыкании входа или выхода действие данного вида ОС прекращается.

Q = K (C3 · R1 / C23 · R32)

K – коэффициент усиления; FP – частота пары полюсов, реализуемых фильтром; Q – добротность пары полюсов, реализуемых фильтром.

При величине Q>0,707 АЧХ усилителя имеет выброс в области низких частот, что нежелательно. Номиналы C3, C23, R1, R32 следует выбирать так, чтобы обеспечить величину Q≤0,5, при которой фильтр реализует вещественную пару полюсов. Указанным на схеме номиналам соответствует величина Q=0,36, при которой гарантировано обеспечивается монотонный спад АЧХ усилителя в области низких частот.

Негативное влияние другого недостатка – сравнительно небольшое подавление пульсаций питающих напряжений – значительно ослабляется за счет использования стабилизированных источников питания входных повторителей на VT1, VT4, HL1, HL2, R2-R4, R7, C4, C7.

Начальное смещение транзисторов выходного буфера задается с помощью VT11, R15 и R17, которые образуют схему так называемого умножителя напряжения перехода баз-эмиттер:

Параллельная обратная связь по току

Параллельная обратная связь по току образуется подключением входа цепи ОС параллельно резистору RT, а выход цепи ОС подключён параллельно входу усилителя.

Структурная схема параллельной обратной связи по току.

Данный вид ОС характеризуется следующими параметрами: входное напряжение ОС UOC пропорционально выходному току усилителя протекающего через резисторы RT и RH, а выходное напряжение цепи ОС UОС пропорционально сумме токов входного сигнала IСИГ и цепи ОС IOC на общем входном сопротивлении усилительной схемы.

Действие данного вида ОС уменьшается при уменьшении сопротивления источника сигнала, входного сопротивления усилителя, а также при уменьшении сопротивления резистора RT или увеличении сопротивления нагрузки. То есть при коротком замыкании на входе схемы и отсутствии нагрузки данная ОС не действует.

VceVT11 = VbeVT11 (1 + ( (R15 + R16) / R17) )

VceVT11 – напряжение между выводами коллектор-эмиттер; VbeVT11 – напряжение между выводами база-эмиттер.

Величина множителя напряжения Vbe устанавливается R15 приблизительно равной шести, то есть числу прямо смещенных эмиттерных переходов транзисторов, используемых в выходном буфере. Для снижения температурного дрейфа тока покоя VT16, VT17 – включение в их эмиттерные цепи резисторов R22, R23, R25-R28, R30, R31. Выбор номиналов указанных резисторов является компромиссом между стабильностью тока покоя мощных резисторов и КПД усилителя.

R9, R10 зашунтированы C8, C9, по переменному току включены параллельно и выполняют две функции одновременно: стабилизируют ток покоя VT5, VT6 и являются нижним плечом делителя напряжения цепи общей отрицательной ОС усилителя. Верхнее плечо делителя напряжения цепи ОООС образовано включенными параллельно по переменному току резисторами R12, R13. Коэффициент усиления УМЗЧ может быть рассчитан по формуле:

Последовательная обратная связь по напряжению

Последовательная обратная связь по напряжению образуется подключением входа цепи ОС параллельно сопротивлению нагрузки RH, а выхода цепи ОС – последовательно с входом усилителя.

Структурная схема усилителя с последовательной цепью ОС по напряжению.

В последовательной обратной связи по напряжению входное напряжение UСВ равно выходному напряжению на нагрузке UН. В тоже время сумма выходного напряжения цепи ОС UОС и напряжения источника сигнала UСИГ равна входному напряжению усилителя UВХ.

Таким образом, последовательная ОС по напряжению уменьшает своё действие при увеличении сопротивлению источника сигнала и уменьшении сопротивления нагрузки и выходного сопротивления усилителя. В случае, когда на выходе короткое замыкание, а также в режиме холостого хода на входе данный вид ОС перестаёт действовать.

Таблица 1:

Включение в цепь обратной связи интегратора повышает порядок передаточной функции усилителя, превращая его в фильтр высокой частоты 2 порядка с параметрами:

Последовательная обратная связь по току

Последовательная обратная связь по току образуется путём подключения входа цепи ОС параллельно резистору RT, а выход цепи ОС подключен последовательно с источником сигнала и входом усилителя.

Структурная схема усилителя с последовательной обратной связью по току.

Последовательная обратная связь по току имеет следующие характеристики. Входное напряжение цепи ОС UCB пропорционально выходному току усилителя ICB, который протекает через резисторы RH, RT и RВЫХ, а выходное напряжение цепи ОС UОС совместно с напряжением источника сигнала UСИГ составляет входное напряжение усилителя UВХ.

Из вышеизложенного следует, что при уменьшении сопротивлений RH, RT и RВЫХ, а также при увеличении входного сопротивления усилителя и источника сигнала действие последовательной ОС по току уменьшается. А при отсутствии нагрузки и холостом ходу на входе схемы данный вид ОС сводится к нулю.

Данная статья не может вместить все сведении об обратной связи, поэтому в ней рассмотрены только схемы различных видов обратных связей. О влиянии ОС на параметры усилительных устройств будет рассказано в следующей статье.

Теория это хорошо, но необходимо отрабатывать это всё практически ПОПРОБЫВАТЬ МОЖНО ЗДЕСЬ

Рис.1 – функциональная схема типичного ОУОСТ:

Механический перевод схемных решений аналоговых ИМС на дискретные компоненты не дает ожидаемых результатов. Компоненты ИМС (транзисторы, резисторы) изготовленные в одном технологическом цикла и близко расположены на кристалле, имеют хорошо согласованные параметры и практически равные температуры. Степень согласованности однотипных дискретных компонентов значительно ниже, а их температуры могут существенно отличаться. При дискетной же реализации токового зеркала предсказуемость и стабильность его параметров может быть обеспечена только путем включения в эмиттерные цепи транзисторов токостабилизирующих резисторов. В усилителе коэффициенты передачи отражателей тока выбраны равными двум и определяются сопротивлениями R8, R11, R14, R18. Резисторы R5, R6, R9, R10 обеспечивают температурную стабилизацию тока покоя транзисторов VT5, VT6.

Таблица 2 – КНИ для различных сочетаний выходной мощности на частотах 1 кГц и 10 кГц:

Анализ показателей усилителя с помощью программы OrCAD 9.2 при условиях:

• номинальные значения напряжений источников питания: ±27 В и ±15 В;
• ток покоя VT16, VT17 = 130 мА;
• нагрузка усилителя 4 Ом;
• емкость С12 = 220 пФ;
• источники испытательных сигналов имеют нулевое сопротивление.

Таблица 3 – Зависимость основных характеристик от емкости корректирующего конденсатора:

Рисунок 7:

На рис. 7 жирными линиями выделены проводники, по которым протекают переменные или пульсирующие токи значительной величины. Точка, помеченная буквой «А», является опорной силовой «землей», которая соединяется с точками сигнального заземления отдельным печатным проводником (возможно, несколькими). Печатные проводники слаботочных шин питания должны начинаться в точке подключения выводов электролитических конденсаторов С20, С21. Желательно чтобы эти конденсаторы имели малую величину эквивалентного последовательного сопротивления (ЕSR) на высоких частотах. Точки запайки потенциальных выводов керамических конденсаторов С18, С10 должны находиться в непосредственной близости от точек подключения выводов коллекторов транзисторов VТ16, VT17. Точки запайки выводов керамических конденсаторов С10, С11 должны находиться рядом с точками соединения соответствующих выводов пар резисторов R8, R14 и R11, R18. «Заземленные» выводы всех развязывающих конденсаторов должны соединяться с опорной землей (точка А на рис.7) отдельными печатными проводниками достаточной ширины и минимально возможной длины.

Помимо этого при разработке конструкции усилителя необходимо учитывать следующие рекомендации:

• транзистор VТ11 необходимо укрепить на радиаторе мощного транзистора VТ16 (или VT17). Место расположения транзистора VT11 на радиаторе и тепловое сопротивление корпус транзистора-радиатор подбирается экспериментально по приведенной ниже методике;
• интегральные стабилизаторы напряжений ±15 В (на рис.2 не показаны) желательно разместить непосредственно на печатной плате УМЗЧ. Рекомендуемые типы стабилизаторов КР1157ЕН15А, КР1179ЕН15;
• если не представляется возможным разместить транзисторы VТ16, VT17 так, чтобы их выводы запаивались непосредственно в печатную плату, необходимо использовать жгуты минимально возможной длины, состоящие из трех свитых проводников с сечением жилы не менее 0,5 мм2.

Важно понимать, что реализация перечисленных конструктивных мер существенно ослабляет нежелательные паразитные связи, но принципиально не может подавить их до нулевого уровня. Негативное влияние остаточных паразитных связей заключается, как минимум, в искажении амплитудно-частотной и переходной характеристик усилителя. Во многих случаях внешние проявления действия паразитных связей (но не сами паразитные связи!) могут быть ослаблены “грубой силой”, а, именно, увеличением емкости корректирующего конденсатора С12. Однако это только кажущееся решение проблемы, поскольку за него приходится расплачиваться неизбежным ухудшением динамических характеристик усилителя: как минимум, сужается частотная полоса и уменьшаются максимальные скорости изменения выходного сигнала. Существует распространенное заблуждение, которое заключается в том, что ухудшение качественных показателей, обусловленное паразитными связями (конструктивными факторами), «списывается» на схемотехнику усилителя, т.е. по существу делается неверный вывод о предельных возможностях схемного решения УМЗЧ. К сожалению, не существует методики испытании усилителя, которая позволяет по раздельности количественно оценить вклады «схемной» и «паразитной» составляющих в ухудшение параметров УМЗЧ. Вывод из сказанного очевиден: достижение высоких качественных показателен УМЗЧ возможно только при сбалансирoванном качестве его схемных и конструктивных решении.

К = 1 + Reqv1 / Reqv2

Reqv1 – эквивалентное сопротивление параллельно включенных резисторов R12 и R13; Reqv1 – эквивалентное сопротивление параллельно включенных резисторов R9 и R10.

Динамические характеристики усилителя определяются частотными свойствами и режимами работы транзисторов, а также сопротивлениями R12, R13 цепи ОООС и ёмкостью С12 частотной коррекции. Вариации коэффициента усиления УМЗЧ синхронным изменением R9, R10 ширина полосы изменяется незначительно. Этим усилитель с токовой ОС принципиально отличается от традиционных УМЗЧ, у которых произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропускания является постоянной величиной.

Настройка УМ3Ч сводится к выполнению трех операции:

1. установке суммарного тока покоя транзисторов выходного буфера равным 80-150 мА с помощью подстроечного резистора R15;
2. установке оптимальной тепловой связи транзисторов VT11 и VТ16;
3. выбору оптимальной емкости конденсатора С12 частотной коррекции.

Перед первым включением усилителя необходимо, вo-первых, установить движок подстроечного резистора R15 в нижнее по схеме положение, во-вторых, обеспечить максимально возможную тепловую связь транзисторов VT11, VТ16 и в третьих, установить в схему конденсатор С12 с номиналом 430-620 пФ. Ток покоя транзисторов выходного буфера удобно (без разрыва силовой цепи) оценивать по общему падению напряжения на резисторах R22, R23, R25-R28, R30, R31 эквивалентное сопротивление которых равно 0,5 Ом. Оптимальной тепловой связи транзисторов VT11, VT16 соответствует равенство токов:

Рис.3 – АЧХ усилителя при вариации емкости корректирующего конденсатора С12:

Отклик усилителя на входное воздействие представляет собой последовательность импульсов с параметрами:

• размах напряжения: 3 В;
• период следования импульсов: 1 мкс;
• длительность нарастания и спада импульсов: 2;

Полученные результаты дают выводы:

• динамические характеристики УМЗЧ могут предсказуемо варьироваться в широких пределах путем изменения емкости С12 частотной коррекции;
• в звуковом диапазоне частот нелинейные искажения УМЗЧ слабо зависят от частоты (при увеличении частоты на порядок искажения увеличиваются не более чем в 1,26 раза);
• питание силовой части УМЗЧ может осуществляться от нестабилизированных источников со значительным уровнем пульсаций.

В результате анализа получены следующие данные:

• коэффициент усиления на частоте 1 кГц: 10,1;
• выходная мощность при уровне нелинейных искажений: 72 Вт/4 Ом;
• нижняя граница полосы пропускания на частоте 4,9 Гц: 3 дБ;
• входное сопротивление на частоте 1 кГц: 12,9 кОм;
• выходное сопротивление на частоте 1 кГц: 0,000433 Ом;
• проникновение на выход пульсаций с частотой 100 Гц порядка 1,3 мВ/В при пульсациях одного из источников и около 0,13 мВ/В при симметричных противофазных пульсациях двух источников.

Рис.5 – Временные диаграммы – отклик усилителя на входное воздействие:

Моделирование показало, что в УМЗЧ могут использоваться современные транзисторы других типов. Так, в частности, при замене VТ1 , VТ2, VT6, VT13 и VТ3, VТ4, VТ5, VТ12 на транзисторы соответственно КТ6116А (2N5401) и КТ6117А (2N5551) основные параметры УМЗЧ даже несколько улучшаются. Если коэффициенты передачи отражателей тока установить равными единице (использовать резисторы R14, R18 с номиналом 30 Ом), то транзисторы VT7, VТ9 и VТ8, VT10 также можно заменить на транзисторы типов КТ6116А и КТ6117А. Сложнее обстоит дело с возможностью замены мощных транзисторов VТ16, VТ17. Комплементарные транзисторы D44Н11, D45Н11 фирмы Motorola характеризуются уникальным сочетанием параметров:

• максимально допустимое напряжение коллектор-эмиттер – 80 В;
• максимальный ток коллектора – 10 А;
• граничная частота коэффициента передачи тока – не менее 40 МГц.

Подобрать адекватную замену этим транзисторам из отечественных автору не удалось. Однако при некотором ухудшении динамических характеристик в УМЗЧ вполне могут использоваться мощные низкочастотные транзисторы. Сравнительный анализ исходной схемы (рис.2) УМЗЧ и варианта, в котором использовались низкочастотные транзисторы VТ1б, VT17 типов 2N3055, МJ2955 (отечественные аналоги КТ819, КТ818), показал следующее:

• при использовании низкочастотных транзисторов ухудшение АЧХ (сужение полосы, выброс АЧХ в области высоких частот) имеет место при емкости корректирующего конденсатора С12 меньшей 220 пФ;
• при емкости конденсатора С12, превышающей 220 пФ, динамические характеристики (АЧХ, максимальная скорость изменения выходного сигнала, устойчивость при работе на емкостную нагрузку) обоих вариантов схемы практически одинаковы.

Потенциальные возможности усилителя могут быть реализованы только при оптимальной топологии печатной платы (ПП), минимизирующей паразитные электромагнитные связи, которые могут оказывать существенное негативное влияние на характеристики УМЗЧ. Учитывая специфические особенности усилителя (сравнительно небольшой коэффициент усиления по напряжению и низкое входное сопротивление, большие уровни токов выходного буфера, достаточно широкая полоса пропускания) можно сделать вывод о том, что доминирующими видами паразитной связи в УМЗЧ являются:

• связь через конечное сопротивление общего участка «земляной» шины;
• связь через внутреннее сопротивление и соединительные провода источников питания.

Методика минимизации паразитных связей через общие участки «земляной» шины очевидна: топология ПП и проводной монтаж усилителя должны исключать протекание больших токов выходного буфера и малых токов входных каскадов (входной повторитель, преобразователь ток-напряжение) через одни и те же (общие) участки «земляной» шины. Следует, однако, заметить. что очевидность методики вовсе не означает простоту практической реализации ее рекомендаций. Ослабление паразитных связей через внутреннее сопротивление и соединительные провода источников питания достигается следующими мерами:

• использованием низкочастотных (оксидных) и высокочаотных (керамических) развязывающим конденсаторов;
• использованием отдельных (слаботочной и сильноточной) шин питания преобразователя ток-напряжение и выходного буфера;
• использованием стабилизированных напряжений для питания входных повторителей напряжения;
• подключением источников питания +27 В и -27 В отдельными витыми парами проводов минимально возможной длины.

Изложенные рекомендации иллюстрирует рис. 7, на котором условно изображены элементы и проводники, в наибольшей степени влияющие на уровни паразитных связей.